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折叠共源共栅放大器的零极点分析

作者：高考题库网
来源：https://www.bjmy2z.cn/gaokao
2021-02-13 15:48
tags:

-

2021年2月13日发(作者：成熟英语)


哈尔滨理工大学学士学位论文



折叠共源共栅放大器的零极点分析



摘要



运算放大器是模拟集成电路中最 重要的单元电路，在各种模拟电路和


数模混合电路中得到了广泛的应用。近年来，以电池 作为电源的微电子产


品得到了广泛使用，因而对放大器性能的要求亦逐渐增加。


通过分析零极


点可以分析出放大器工作特性，零极点的分析需要借助传输 函数，在传输


函数中，取其分子为零，可得零点，取其分母为零，可得极点，而传输函< /p>


数则需要通过分析小信号模型等效电路得到


。零点、极点可以看成 是电路


分析中抽象出来的辅助方法，因而可以通过零极点分析电路动作特征。

< p>


本论文主要研究折叠共源共栅放大器的零极点产生机理，对于放大器


的零极点而言，其产生跟放大器的寄生电容，以及本身需要的节点与节点

之间的电容，还有负载电容跟电阻有关。当电容或者电阻发生变化时会影


响到放大器 的工作特性。



基于以上原理，本文简要分析了当放大器输出端 加载一个大负载电


容，在放大器进入稳定工作状态瞬间，其输出端会产生一个尖峰电流， 这


种电流的存在会影响电路的正常工作。本文运用运放零极点相关原理和解


决手段，根据分析这种现象的原因是，极点发生变化，为了抑制极点变


化，可 以在运放输出端与负载电容之间加载一个电阻，让该电阻与负载电


容组成


STC


网路，分离极点。




关键词



放大器；零极点；尖峰电流


-


I



-


哈尔滨理工大学学士学位论文



Pole-zero Analysis Of Folding Common- source


And Common-gate Amplifier


Abstract



Analog


IC op amp is the most important unit circuit, has been widely used in


various


analog


circuits


and


digital-analog


hybrid


circuit.


In


recent


years,


the


battery as a power source microelectronic products have been widely used, and


thus


the amplifier performance requirements


are


also


increasing. By


analyzing


the


pole-zero


amplifier


operating


characteristics


can


be


analyzed,


pole-zero


analysis needs the transfer function, the transfer function, whichever molecule is


zero, we get zero whichever denominator is zero, we can get the pole, and the


transfer function is required By analyzing small-signal equivalent circuit model


to


get.


Zero,


pole


circuit


analysis


can


be


seen


as


an


auxiliary


method


in


the


abstract, it is possible action by the pole-zero analysis circuit characteristics.


In this thesis, a total common-gate amplifier folded pole-zero source generation


mechanism,


the


pole-zero


amplifier,


its


capacitance


is


generated


between


the


parasitic capacitance with the amplifier, and the node with the node itself needs,


as well as the load capacitance with resistance related. When the capacitance or


resistance to change will affect the operating characteristics of the amplifier.


Based


on


the


above


principle,


the


paper


analyzes,


and


when


the


output


of


the


amplifier


to


load


a


large


load


capacitance,


the


amplifier


into


the


steady


state


moment, its output will generate a peak current, the presence of this current will


affect


the


normal


operation


of


the


circuit.


In


this


paper,


the


pole- zero


op


amp


relevant


principles


and


means


of


settlement,


according


to


the


analysis


of


the


reasons


for


this


phenomenon


is


that


the


pole


changes,


in


order


to


suppress


extreme


changes


in


the


output


of


op


amp


between


the


load


and


the


load


- II-


哈尔滨理工大学学士学位论文



capacitance


of


a


resistor,


so


that


the


resistance


and


the


load


capacitors


STC


network, separate poles.


Keywords




Amplifiers, Pole-zero, Peak current




- III-


哈尔滨理工大学学士学位论文



目录



摘要



.


........................... .................................................. ........................................ I



Abstract



............................................. .................................................. ............... II



第


1


章



绪论



.


.. .................................................. .................................................. .


1



1.1


课题背景



.


.................................................. ................................................


1



1.2


课题研究的目的和意义



.

< p>
............................................ ..............................


1



1.3


课题的主要任务及章节摘要



.


.......................................... ........................


1



1.4


本章小结


< br>.


................................... .............................


错


误！未定义书签。



第


2


章



CMOS


运算放大器的设计基础



.


............................. .............................


4



2.1


电路设计的基本原理



.


............................... ................................................


4



2.1.1


运放大电流控制基本原理



.


........................................... ....................


4



2.1.2


电流比较器基本原理


< /p>


.


............................ ...........................................


4



2.2


MOS


器件原理及模型



.

< p>
............................................ ...................................


5



2.2.1 MOS


管的大信号模型


................. .................................................. ....


5



2.2.2 MOS


管的二级效应


.................. .................................................. .......


7



2.2.3 MOS


管的小信号模型


................. .................................................. ....


8



2.3


运算放大器概况及分类



.


.............................. ...........................................


1


0



2.3.1


简单的共源共栅放大器


< /p>


.


............................ ......................................


1


2



2.3.2


套筒式共源共栅运算放大器



.


........................... ...............................


1


6



2.3.3


折叠式共源共栅运算放大器



.


........................... ...............................


1


8



2.4


折叠共源共栅放大器输出级设计



.


........................... ..............................


2


3



2.5


本章小结


.


.................................... .................................................. ...........


2


4



第


3


章



电路设计分析



.

................................................ .....................................


2


5



3.1


设计指标


.


.................................... .................................................. ...........


2


5



3.2


折叠共源共栅放大器的极点分析



.


........................... ..............................


2


5



3.3


折叠共源共栅放大器的零点分析



.


........................... ..............................


2


7



3.4


运放上电过程中的电流分析及极点分析



.


..................................... .......


2


8



3.5


抑制零极点漂移方案



.


.............................. ..............................................


2


9



3.6


本章小结



.


.................................................. ..............................................


3


0



第


4


章



电路仿真



.


.................................................. ...........................................


3


1



4.1


放大器增益



.


................................................. ...........................................


3


1



4.2


放大器的静态功耗



.


.............................................. ..................................


3


1



4.3


失调电压分析



.


.................................. .................................................. .....


3


2



4.4


摆率（


SR


）



....................................... .................................................. ...


3


2



- IV-


哈尔滨理工大学学士学位论文



4.5


共模抑制比



.


................................................. ...........................................


3


3



4.6


电源抑制比



.


................................................. ...........................................


3


4



4.7


电压上升大电流仿真



.


............................................


错


误！未定义书签。



4.8


经控制电路仿真结果



.


.............................. ..............................................


3


5



4.9


本章小结



.


.................................................. ..............................................


3


6



致谢



.


.. .................................................. .................................................. .............


3


8



参考文献



.


.................................................. .................................................. .......


3


9



附录



.


.. .................................................. .................................................. .............


4


1









- V-


哈尔滨理工大学学士学位论文



第


1


章



绪论



1.1



研究背景及意义



< br>自从集成电路出现后，因其具有很低廉的成本，很小的体积、损耗的


功率小，信任 度高等好处，导致了集成电路的技术得以快速发展，并且因


为其集成度在快速的升高，从 而让其更加的强大，方面更多。目前，信息


的进步，电子范围的扩展，也导致了集成电路 可以快速的实现越来越强的


趋势。



集成运算放大器（


Integrated


Operational


Amplifier


）即集成运放，目


前，运放常用于模拟


IC

< p>
中，因为它的特点就是具有很高的增益，决定了


它在模拟

< br>IC


中应用的很频繁。运放的组成也很明确，多个放大电路共同

< br>构成了一个完整的运算放大器。运算放大器现在已经在多个领域有所应


用，在目前 来说，运算放大器已经是集成电路中数量最多，种类最多的。



现今而言，集成电路了设计已经离不开放大器，对于放大器的类型不


同，功能有时也不同 ，比如有些放大器作为比较器来应用，但无论作为什


么器件来应用，其放大器自身的特性 还是需要符合要求的。对于放大器而


言，极点和零点起着很重要的作用，就其中的一点增 益而言，当零点先于


极点，也就是零点的数值小于极点是，增益就会上升，此时的增益曲 线就


不是我们所期望的，所以我们要控值零极点的相对值，因而就要分析零极

< p>
点产生的原因。就上述增益为例，可以看出分析零极点的重要性，因此，


研 究这一课题，还是很有价值的。



1.2



国内外研究现状



自

< br>1947


年以来，第一个晶体管发现于诺贝尔实验室，再至


1958


年第


一块半导体集成电路诞生，历经


60


多年的历史，集成电路行业使得整个


世界发生了变 化，构成现代信息社会的基础。无论是钟表、手机、电脑、


各种数字电器，还是航空航天 和现代高科技产业，舞步以来与集成电路的


发展和支持。以集成为主导的微电子产业更已 成为国加发展和人类发展不


可或缺的“食粮”


。美国半导体工业 协会（


SIA


）更把微电子技术称为美国


经济发展的驱动器。可以说集成电路带来的数字革命已经渗透到人类的生


活的方方面面 ，


IC


产业已经成为构成国民经济基石的支撑技术，关乎社会< /p>


的发展的现在，也决定着未来。



197 5


年，


Intel


公司创始人之一


Gordon



提出所谓“摩尔定


- 1-


哈尔滨理工大学学士学位论文



律”< /p>


：芯片的单位面积上可容纳的晶体管数目每


18

< br>个月便增加一倍，即芯


片集成度每


18

< br>个月翻一番。也就是指工艺技术的发展


IC


集成度的提高 起


着乘积的作用，使每个芯片可以集成的晶体管数量急剧增加。自从上个世


纪


90


年代后期，工艺水平进入微米级水平开始，半 导体研究者们就开始


探索系统集成芯片技术，随着超深亚微米工艺技术的不断发展成熟， 集成


电路的超微型化发展使得更快更复杂的电路得意集成到更小型的产品中。

< p>
1978


年时，科学界普遍认为光学光刻的极限是


1


微米，但是到了


20


世纪

< p>
末，这个数值已经退进了


0.05


微米，也就是< /p>


50


纳米，人们认识到摩尔定


律的尽头， 也就是光学光刻的尽头。


2000


年，集成电路主流技术达到< /p>


0.25


微米，通敌


0.15

< p>
和


0.13


微米已经投产，而今的工艺水平


65


纳米级芯片已


经发展成熟，


28


纳米集成电路也已经投产，实验室电路已经达到


10


纳米


级，技术的发展速度总比预计的要快。



现代集成电路的主要设计与制造过程包括：利用专用的设计软件进行


电路设计，由得到的设计图对硅晶原进行加工制作成芯片成品，再对加工


完毕的芯片采取各种电特性和功能性能测试封装，经应用开发把它们配置


在系统上跟消费 者见面。


2010


年以来。以汽车，石油，钢铁为主导的悠久< /p>


工业的第一大产业的宝座现今已被以集成电路核心的电子信息产业所夺

取。多数发达国家的国民经济生长的总产值的增长部分的


65%

与集成电路


产业息息相关，甚至在美国的国际军事防御等预算中，电子技术所占的比


重也已经达到


40%


以上。以上事实证 明，发展具有自主知识产权的集成电


路产业，已经逐渐变成经济发展的关键因素、社会进 步的坚实基础及国家


安全的根本保障。



集成电路产业的发展设计高新领域的方方面面，以集成电路设计和集


成系统生产制造为 核心的微电子技术产业是当今世界经济竞争的焦点，同


时也是各项科技产业之间的引领性 科技范畴。其涉及到的领域包括：基础


半导体材料的生产加工；随着集成电路设计制造技 术的不断发展而不断更


新的电路设计方法和工具研究；集成电路测试与封装技术等等。随 着半导


体集成电路朝着超大规模（


VLSI

）及极大规模（


ULSI


）的发展，逐步发


展起来的集成电路自动化设计产业已经逐步取代常规落后的设计手段。



2013


年


Cadence

< br>设计系统公司宣布已经胜利做到


20


纳米系统级芯片


流片测试，而美国科学家也第一次使用纳米尺寸的绝缘体氮化硼和金量子

点，完成量子遂穿效应，研究创作成了不包含半导体的晶体管。


< br>经历几十年，电子设备逐渐变得更小，科学家们已经把百万计个半导


体集成制作到 硅片上，纳米级工艺的研发陈述，各种新型材料的应用开


发，将会是制造出更快捷的，耗 电更少的，更致密，散热更好的芯片。与


此同时，中国电子产业的窘况却不容忽视，有专 家认为中国大陆电子产业


近乎一片空白。全球近


95%


的笔记本电脑，


90%


的台式机，


80%


的手机都


在中国大陆生产，然而中国大陆屋恩 没有电子产业。原因很简单，拆开电


-


2



-


哈尔滨理工大学学士学位论文



脑手机 ，除了最低端的显示器有少量大陆厂商供应，其他的任何一个零部


件，包括外壳大都是外 资企业制造。目前，大陆境内的半导体制造厂非常


少，二位多数上产线盈利能力不强，国 外企业也只将封装测试中低端缓解


部分转移到大陆境内，而要求较高的高端设计，基础设 备和特殊的材料仍


然被牢牢控制。因而发展中国自己的集成电路行业变得刻不容缓。集成 电


路固有的体积小重量轻，引出线和焊接点少，寿命长，可靠性高，性能好


的特点，同时成本低，便于大量生产。所以集成芯片被广泛应用于人类所


能触 及的各个领域，再生产生活以及国家经济发展安全保障方面，至关重


要。



1.3



论文章节



折叠式共源共栅放大器零极 点分析主要包括以下几方面工作：分析产


生的大电流、确定所需原件，设计电路结构，还 有电路的相关比较跟优


化。论文共分四章：



第一章：主要讲述课题背景，课题研究的目的及意义。



第二章：简要介绍


CMOS


放大器的基本结构 ，理论以及设计基础，简


要的介绍了几种放大器类型，选取研究所需放大器。

< p>


第三章：参考国内外技术文献，进行折叠共源共栅放大器的零极点的


具体分析，同时简要分析当放大器为了实现某些功能，比如外加负载定容

来滤波时，对放大器输出的影响，以及零极点分析。将放大器的自身正常


工作状态下 的零极点，与加上负载电容的零极点进行对比，分析得出解决


方案。


第四章：采用


HSPICE


等仿 真工具对设计出电路所需的基本元件，总


体电路进行仿真验证。



-


3



-


哈尔滨理工大学学士学位论文



第


2


章



CMOS


运算放大器的设计基础



该章节主要介绍了电路设计的原理和模型，包含其所需原件的原理模


型，从最基本的


MOS


管的开始，介绍了电流比较器，模拟设计 的八边形法


则，设计的总体框图，各类放大器的工作特性，优缺点，确定最后的电路


模型。




2.1


电路设计的基本原理



2.1.1



运放大电流控制基本原理



对于用运放 上电过程中，电源电压从


0


增加到稳定值时，该过程中负


载电容充电，在放大器到达稳定工作状态的瞬间，由于外加大电容负载会


导致放大器本身的相位特性，分析此时电路的零极点，可得极点向前偏


移，电流瞬时增 大，更会使得电路产生自激震荡。为了消除这个影响，我


们需要在放大器输出端与电容之 间加载一个电阻，分离电容对电路极点产


生的影响。



2.1.2



电流比较器基本原理



电流比较器是根 据电压比较器得来，在此介绍电压比较器的工作原


理，即可得电流比较器的工作原理。电 压比较器是差分运用运算放大器得


来，当差分放大器处于开环状态时，即为电压比较器。 运放由两个输入


端，正相输入端和反相输入端，当正相输入端的电压大于反向输入端的电


压时，即


V


A>VB

< br>时，输出电压


V


out


为


1


，当正相输入端电压小于反相输


入端电压， 即


V


A


时，输出电压

< p>
V


out


为


0

< p>
。如图


2-1


所示：



图


2-1


比较器原理图




-


4



-


哈尔滨理工大学学士学位论文



2.2



MOS


器件原理及模型



想要得到设计所需的


MOS


管的尺寸，除了知道设计 所需要的各类参


数，还需要根绝实际情况仿真模拟得出结果，这就要利用设计仿真软件得


到：


HSPICE


、

< br>


Cadence


等。但在仿真模拟之前，也学要手动计 算出所需


参数的理想值，这就必须了解必要的半导体器件知识，特别是

< br>MOS


器件


的原理和模型。下面是


MOS


管的基本原理和模型介绍。



PMOS


S


G


D


B


G


D


NMOS

S


B


G


D


PMOS


S


G


D


NMOS


S


a


）四端口



















b


）三端口



图


2-2 MOS


管子符号



< br>通过


2-2


展现的电路图，其中每个电路均都有着其各自 的作用。图中前


两个表示为四端口电路，因为其比后两个


MOS


器件多了一个衬底连接，同


样可知道后两个则表示为三端口连接 ，四端的符号各有其代表含义，其中


S


端表示为电路的源级，< /p>


G


端表示为电路的栅极，


D


端表示为电路的的漏


极，最后


B

端是电路的衬底。


PMOS


和


NM OS


的区别在于，


PMOS


的衬底一< /p>


般用于连接电路的电源，而


NMOS


的衬 底则要和电路的地端相接。衬底和


源级相接不会产生背栅效应，而大多数电路都会选择将 衬底接在最高或最


低点。为了电路的需要，以下的电路图都会用三端口形式来表示。



当我们做出一个基本电路后，为了能够更有效地去计算各种各样的 参


数值，通常说。我们会画出该电路的小信号模型，利用小信号可以方便于


我们去计算分析我们的电路是否达到我们的标准。由于小信号的模型是根


据电 路所设计出来的，所以它的各项值都可以视为是准确一致的。举个例


子来说，如图


2-3


所示，可以仔细分析


[1]

< p>
。



2.2.1 MOS


管的大信号模型








NMOS


管的输出特性曲线，如图


2-3< /p>


所示，根据输出特性曲线，


NMOS


可分 为三个工作状态：线性区，饱和区，截止区。



1


．截止区




V


GS


V


t< /p>


?


0



（


2-1


）



满足式（


2-1


）条件，即栅源电压小 于阈值电压，当栅源电压不够大时


管子没法形成导电沟道，即


M OS


管不导通，此时的


MOS


管处于开 路状


-


5



-


哈尔滨理工大学学士学位论文


< /p>


态，漏一源电流


I


ds

< br>（


I


D


）表达式为：

< p>


I


ds


?


0




2


．饱和区




V


DS


?


V< /p>


GS


?


V


t


?


0



（


2-2


）



（


2-3


）



满足式（


2-3


）条件时，沟道从形成 到夹断，因为当漏源电压大于过驱


动电压时，


NMOS


管沟道被夹断，此时漏


-


源电流


I


ds


几乎不变，其电压电


源 （


V-I


）特性如（


2-4

< p>
）式所示：



1


W


2



（


2-4


）



I


ds


?


?< /p>


n


C


ox


?


V


GS


?


V


th


?



2


L


3


．线性区



0


?


V


DS


?


V


GS


?

< p>
V


th




（


2-5


）



满足式（


2-5


）条件时，此时的漏源 电压小于过驱动电压，沟道形成，


但没有被夹断，此时


NMOS


管工作在线性区，其电压电源（


V-I


）特性如


式（


2-6


）所示：



1


W


?


1


2


?


I

< br>ds


?


?


n

C


ox


?


?


V


GS


?


V


th


?


V


DS


?


V


DS




（


2-6


）



?


2


L


?


2


?


0


?


V


DS


?


V

< p>
GS


?


V


th

< p>
Ids


V


DS


?


V


GS


?


V

< p>
th


线性区


饱和区


V


DS


?


V


GS


?


V


th


?


0


沟道长度调制效应


引起的变化


实际状态


V


GS


增加


理想状态


截止区


Vds



图


2-3 NMOS


管输出特性



I


ds



V


DS



V


GS



V


th



μ


n



表


2-1


放大器相关参数



漏


-


源电流



漏


-


源电压



栅


-


源电压



阈值电压



（


NMOS


管）沟道表面电子迁移率



-


6



-


哈尔滨理工大学学士学位论文



C


ox



W


L


单位面积栅氧化层电容



晶体管栅极宽度



晶体管栅极长度



2.2.2 MOS


管的二级效应







上述分 析中，运用很多理想化假设，但是这些理想化假设在很多现实


情况中是不完全符合的，下 面就将介绍三个模拟电路中不可或缺的二级效


应：体效应，沟道长度调制效应，亚阈值导 电性。这些效应影响着电路的


正常工作状态。







1


．体效应







当衬底 与源级之间的电压差


V


SB


不为零时就 会产生体效应，也可称之


为背栅效应，此时


MOS


管的阈值会发生下式所显示的变化：



< p>
V


th


?


V


th


0


?


?


?


2


?


F

?


V


SB


?


2


?


F



?


（


2-7


）







如上式可以看出，背栅效应的存在会给阈值电压产生影响，当衬底与


源级之间的电压增加时，阈值电压也会随之增加，反之，则降低。而此效


应的存在，会使 得电路设计变得越来越复杂，给电路设计带来困难。式


（


2-7


）中个参数的含义是：



表


2-2 MOS


管参数含义



V


SB



源衬电压



V


th0



V


SB


为零时的阈值电压（即体效应为零时的阈值电压）



γ



体效应系数



Φ


F



饱和沟道表面电位







2


．沟道长度调制效应



如图


2-2


所示，当漏源电压逐渐增加时，电子的活 动性增加，但是此时由于


栅级电压过大，会使得所产生的沟道夹断，此时漏源电流


I


ds


不会再像之前


一样变化很快，而是仅会有一点点增加，这种现象叫“沟道长度调制效


应”


。由于沟道长度调制效应的影响，饱和区的电压电流（


V-I


）特性如式


（


2-8


）所示：



1


W


2



（


2-8


）



I


ds


?


?< /p>


n


C


ox


?


V


GS


?


V


th


?


?


1


?


?


V


DS

< p>
?



2


L


式（


2-8


）中，沟道调制效应参数

< br>λ


，用来代表当漏源电压


V


DS


变化时对沟


道产生的影响参数，其中


λ


值很小。在沟道长度调制效应的影响下，电路


设计中的栅的长度 需要根据具体情况来确定，或大或小，不能单靠简单的


理论论断。








3


．亚阈值导电







在分析


MOS


管时，我们一直把其工作特性 看成理想状态来分析，但是


-


7



-


哈尔滨理工大学学士学位论文


< /p>


实际情况却不是这样，在栅源电压小于阈值电压时，我们认为


MO S


管不导


通，但实际情况是，当栅源电压跟阈值电压相等时，此 时也由会由一个弱


的反型层存在，产生了漏源电流，当栅源电压小于阈值电压时，


MOS


管也


漏源之间也是会有很小的电流存在 ，该电流值跟栅源电压成指数关系。此


为亚阈值导电特性。当


V DS>200mV


左右时，这一效应可用公式（


2-9


）表


示为：



V


I


ds


?


I


0


ex


p


GS




（


2-9


）



?


V


th


式（


2-9


）中，


ξ


>1


是一个非理性因子，


V


th


=kT/q


，常温下约


26mV

< p>
。此时


器件工作在弱反型区。



2.2.3 MOS


管的小信号模型



当我们做出一个基本电路后，为了能够更有效地去计算各种各样的参

数值，通常说。我们会画出该电路的小信号模型，利用小信号可以方便于


我们去计算 分析我们的电路是否达到我们的标准。由于小信号的模型是根


据电路所设计出来的，所以 它的各项值都可以视为是准确一致的。利用大


信号模型得出的直流偏置点，在直流偏置点 附近的很小的信号变化，利用


该变化计算其他参数。图


2-4< /p>


是完整的


MOS


管小信号模型

< p>
[1]


。



C

< p>
GD


G


D


C


GS


-


V


BS


g


m


V


GS


r


0


g


mb

< br>V


BS


C


DB

< br>B


C


GB


C

SB


+


图


2-4


完整的


MOS


管小信号模型




图中：






r


o


?


?


V


DS


1


?



?

< p>
I


D


?


I


D


（


2-10


）



（


2-11


）



（


2-12


）



g


m


?



?


I


D


W


W



?


?


n


C


ox


?


V


GS


?


V

< br>th


?


?


2

I


D


?


n


C


ox


?


V


G S


L


L


?


g< /p>


mb


?


g


m


?


?


g


m



2


2


?


F


?


V


SB


-


8



-


表


2-3


小信号模型参数含义：


哈尔滨理工大学学士学位论文



输出电阻



饱和区跨导



衬底效应跨导



源

-


衬底耗尽层电容



漏

< p>
-


衬底耗尽层电容



栅一源电容



栅一衬底电容



栅


-


漏电容



通过手动计算理想的参数值，需要根据电路得出其简化电路，也就是

小信号模型。图


2-5


所示为简化模型。

< br>


+


G


D


g


m


V


GS


r


o


g


m


V< /p>


BS


r


o



g


m



g


mb



C


SB



C


DB



C


GS



C


GB



C


GD



V< /p>


GS


-


B


V


B


S


图


2-5 MOS


管简化小信号模型




模拟电路设计的八边形法则：增益、速度、功耗、电源电压、噪声、


电压 摆幅、输入输出阻抗等为运放的主要性能参数。模拟电路设计的八边


形法则如下图


2-6


所示


：



噪声



线性



功耗



增益



输入



/


输



出阻抗



电源电压



速率



电压摆幅





图


2-6


模拟电路八边形法则




设计一个运放时，需要全面考虑其主要性能参数，因为这些参数中的


-


9



-


哈尔滨理工大学学士学位论文



很多是 相互影响，相互制约的，故而设计统筹兼顾，全面优化。如图“模


拟电路设计的八边形法 则”所示，参照下图的结构，更明确地看出设计所


在的重点及难处，此时就需要一个比较 这种的方案，来使得各个参数都能


达到理想值


[1]

< p>
。



2.3


运算放大器概况及分类






运放的 电路有很多种，每一种不同的运放都有不同的作用及其功能，


我们需要根据自己所设计的 电路去选择适合自己电路的不同的运放。运放


的作用顾名思义就是用来提高电路的增益， 很多情况下，由于运放的不足


之处使得，我们需要对运放设计进行二级放大，二级放大的 作用在于使得


该电路的增益获得更高的增益，因此我们需要选好一个电路的运放，避免< /p>


电路的不必要浪费。如下图


2-7


所示就 是一个二级运放的电路图。


补偿电路


V


1


+


输入级


-


V


2


增益级


输出级

V


out


偏置电路


图


2-7


常用的两级运算放大器的框图




图


2-7


的 框图，描述了运放的重要组成部分。双极型运放和


CMOS


运< /p>


放在结构上非常相似，但是现今所用的放大器大多为


CMOS


运放


[3]


。


< /p>


输入级：结构主要为差分电路结构，在某些情况下还会提供一个差分


到单端的变换。根据差分电路的的对称性，可以使得电路有一个大的共模


抑制比



，降低噪声，减少失调性能对电路的影响。



增益级：使电路产生一个更高的增益。在电路所生成增益不足以满足

电路要求时，可以使用该级。



输出级：输出级一般由源极 跟随器或推挽放大器组成，用于降低输出


电阻，维持大的信号摆幅。


偏置电路：主要用于为每只晶体管建立适当的静态工作点。


< /p>


补偿电路：在运算放大器加负反馈时，保持整个电路工作的稳定。



在理想情况下，运算放大器具有无限大的差模电压增益、无限大的输

入电阻和零输出电阻。但是现实情况下，运算放大器的性能只能接近这些


值。图


2-8


显示了运放的电路符号：



-


10



-


哈尔滨理工大学学士学位论文


< /p>


i


1


+


V


1


i


2


+

< p>
-


V


DD


+


V


SS


V


out

< p>
+


V


2


-


-


-



图


2-8


运算放大器的符号



图


2-8


中，


“－”表示反向输入端，

< br>“


+


”表示同向输入端。在非理想


状态下，输出电压


V


out


，的表达 式为：



V


out

?


A


V


?


V


1


?


V


2< /p>


?




（


2-13


）



A


V


表示开环差模电压增益；


V


1


和


V


2


分别是作用在同相端和反向端的输入


电压。



在运放的增益足很大时，运放电路外加的负反馈电路后，其输入与输


出形成反馈回路，而输入端口就形成了零子端口，外接入端口的电压为零


时，输出亦为零。在图


2-6


中，假设：



V


i


?

< br>V


1


?


V


2




（


2-14


）



i


i


?


i


1


?


i


2




（


2-15


）



那么：



V


i


?


i


i


?


0




（


2-16


）



下图


2-9


展示了一个由运放所构成的 电压放大器，输入端接电压根据


运放特性，得到输出端一个放大了的电压。



R


1


R

< br>2


+


+


-


+


+


V


out


+


V


inn


+


-


V


inp


V


1


V


2


-


-


-


图


2-9


用运算放大器构成的电压放大器

















输出电压通过


R

2


接至反向输入端，形成负反馈通路，用来控制放大


器工作 在稳定状态，输入加在同相输入端时，输出电压与输入电压方向相


同，加在反相输入端时 ，输出电压与输入电压方向相反。当只提供输入信


-


11



-


哈尔滨理工大学学士学位论文



号


V


inp


，此时


V


inn


=0

< br>，输入点压接在同相输入端，此时电压放大器称为同


向放大器。当只提供输入信号


V


inn


时，此时

V


inp


=0


，输入电压接在反相 输


入端，此时电压放大器称为反向放大器


[4]


。



20


多年前，为了适应各 种各样的不同的电路设计与要求，很多放大器


被制造成各种通用模块，以便更好，更方便 的应用。有时盲目追求某个单


独的高指标，会造成其他指标的不符合，而这些是很不希望 看到的。



与此相反，今天的运算放大器设计不再盲目的追求单 项指标，而是方


各项指标的综合考虑，在寻求高增益的情况下，带宽，摆率，低功耗等也


会有很好的适应值。



放大器主要有差 分放大器，共源共栅放大器，套筒式共源共栅放大


器，折叠共源共栅放大器等。




2.3.1


简单的共源共栅放大器


< /p>


图


2-10


为共源共栅放大器结构，英文 俗称


cascode


。简要分析该结


构 ，单看


M1


管，也就是将


M1


管的漏极看作输出端空载，此时即为共源


结构，单看

M2


管，将其源端以下结构看成输入级，该结构即为共栅结


构。将两个结构合并在一起，就是共源共栅结构放大器，其中流经


M

1


和


M


2


的电流相等。



V


DD


R


D


M


2

V


out


V


b

g


m


V


in


X


V


in


M


1


图


2-10


简单的共源共栅放大器



< /p>


下面来分析图


2-10


共源共栅结构的偏 置条件。



为了保证


M


1


工作在饱和区，必须满足


V


x


≥


V


in


－


V


TH1


。假如


M


1


和


M


2


都处于饱和区，则


V


x


主要由


V


b


决定：

< p>
V


x


=V


b


－


V


GS2


。因此，


V


b


－


V

< p>
GS2


≥


V


in


－


V


TH1


。



为了保证


M


2


饱和，必须满足


V


out

≥


V


b


－


V


TH2


，如果


V

b


的取值使


M


1

< br>处于饱和区边缘，则


V


out


≥


V


in


－


V< /p>


TH1


+V


GS2


－


V


TH2


。



从而保证


M1


和

< br>M2


的过驱动电压与


M


1


和


M


2


工作在饱和区 的最小输


-


12



-


哈尔滨理工大学学士学位论文


< /p>


出电平相等。也就是说，电路中


M


2


管的增加，会使电路的输出摆幅减


小，减小的量至少为


M


2


的过驱动电压。我们也说成

M


2


“层叠”在


M


1


上


[17]


。



图


2-11


是考虑共源共 栅小信号模型所得出的小信号等效电路，要使电


路正常工作，首先要确保两个晶体管都工 作在饱和区。如果


?


?


0


，即忽


略沟道调制效应，根据小信号模型可看出，共源共栅放大器的输出电压 增


益仅仅跟


M


1


管，也就是共源结构有关，与


M


2


无 关。共源共栅放大器的增


益等于共源结构的增益



。



V


out


图


2-11


共源共栅结构的小信号等效电路



共源 共栅放大器的一个最为重要的特性：输出电阻很大。根据图


2-12

所示，来计算共源共栅放大器的输出电阻。



R

< p>
out


R


out


图


2-12


共源共栅结构输出电阻的计算



为了计算输出电阻


R


out

< p>
，将


M1


管近似看成是一个阻值为


r


o1


的电阻，


可将电路看成 是带有源级负载电阻的共源级放大电路，该电路的输出电阻


计算公式为如下（

< p>
2-20


）所示：



R< /p>


out


?


?


1< /p>


?


?


g


m


?


g


mb


?


r


o


?


R


s


?


r


o

< br>



（


2-20


）



（具体推导从略）


，可得：



R


out


?


?


1


?


?


g


m


2


?


g

< br>mb


2


?


r

o


2


?


r


o


1


?


r


o< /p>


2




-


13



-


-


V


in


V


1


M


2


M


1


-


V


2


R


D


g


m


2


V


2


g


mb


V


bi


+


+

< br>+


-


g


m


1


V


1



M


2


r


o


1



（


2-21


）



哈尔滨理工大学学士学位论文



假设< /p>


g


m


r


o


??


1


，可得：




R


out


?


?


g


m


2


?


g


mb


2


?


r


o


2

< p>
r


o


1



（


2-22


）



由上式可以看出，


M


2


存在使得


M


1


的输出阻抗得到 明显的提高，从原


来的


(gm2+gmb2)ro1

< p>
，变为现在的


(g


m2


+ g


mb2


)r


o2

r


o2


。虽然共源共栅接狗会带


来 打的输出阻抗，但是由于太多共源共栅结构需要很大的电压，而打的电


压也是很难得到， 因而不会采取太多个共源共栅结构。下图


2-15


是带电流


源负载的共源共栅结构。



V


DD


I


1


V


out


M


2


V


b


V


in


M

< br>1


图


2-13


带电流源负载的共源共栅结构




电路分为两种，一种是线性电路，另一种就是非线性电路。共源共栅


电路就属于线性电路，其增益的计算公式为


-G


m


R


out


，


R


out


即为本电路的输


出电阻，由于材料的本身限制 ，所以该电路的


G


m


为不可变得数值， 当我


们需要增加电路的增益时候，则必须要增加电路的输出电阻。我们一定要

< p>
学会熟练明确的应用运放来增加电路的增益


[1]


。



下面来计算图


2-13

< p>
电路的电压增益。因为


M


1


产生的小信号电流中的


一部分被电阻


r


o1


分流到地，电路中实际的


G


m< /p>


要略微小于


g


m1


，如图


2-14


所示。分析图


2-1 4


可得：



r


o


1


I


out


?


g


m


1


V< /p>


in




（


2-23


）



1


r


o


1


?


||


r


o


2


g


m


2

< p>
?


g


mb


2


因此整体的跨导为



g


r< /p>


?


r


?


g


?


g


mb


2


?


?


1


?


G


m


?


m

< br>1


o


1


o


2


m


2




（


2-24


）




r


o


1


r


o


2


?


g


m


2


?


g


mb


2


?


?


r


o


1

?


r


o


2


由式（


2-21


）可知



R


out


?


?


1


?


?


g

< br>m


2


?


g


mb


2


?


r


o


2


?


r


o< /p>


1


?


r


o


2




（


2-25


）



由辅助定理，电压增益为




A


V


?


G


m


R


out



-


14



-


（


2-26


）



哈尔滨理工大学学士学位论文



将式（


2-24


）和（


2-25


）代入式（


2-26


）可得




A


V


?


g


m


1


r


o


1


?


r


o


2


?


g

< br>m


2


?


g


mb


2


?


?


1


?



假设


G


m


?


g


m


1


，那么





V


DD


（< /p>


2-27


）



（


2-28


）



A


V


?


g


m


1


?


?


1


?


?


g


m


2


?


g

< br>mb


2


?


r

o


2


?


r


o


1


?


r


o< /p>


2


?



I


1


I


out


V


b


M


2


r

< p>
o


2


V


in


M


1


r


o

< br>1


图


2-14


带电流源负载的共源共栅结构的电压增益的计算















共源共栅结构不一定起放大器的作用。这种结构的另一种普遍应用是


构成恒定电流源，高的输出阻抗提供一个接近理想的电流源


[16]

。如图


2-15


所示。



V


DD


V


b

< p>
3


M


4


V


b


2


M


3

V


out


V


b

1


M


2


V


in


M


1


图


2-15 PMOS


共源共栅结构组成电流源负载





-


15



-


哈尔滨理工大学学士学位论文



2.3.2


套筒式共源共栅运算放大器



运算放大器分为单端输出放大器，双端输出放大器，下图


2-1 6


所示的


（


a


）和（


b


）分别表示套筒式运放的单端输出和双端输出，套筒式 运放电


路虽然具有很高的电压增益，但是随之而来的牺牲确实不容忽视，例如电


路的摆幅减小，极点增加。套筒式运放和折叠式运放两者相比，在同等条


件下前者比后者的输出摆幅要小些。在图（


b


）电路中，输出端 电压最小


值为：


V


out


=V


OD3


+V


OD1


+V


CSS


，输出端电压最大值为：


V


out


=V


DD< /p>


－


|V


OD7


|


－


|V


OD5


|


。


因


此


运< /p>


算


放


大


器


每


一


边


的

< p>
两


峰


值


之


间


的


摆


幅

为


：


V


DD


－


（


V


OD1


+V


OD3


+V


CSS


+|V


OD7


|+|V


OD 5


|


）


。


< /p>


V


DD


V


DD< /p>


M


7


M


8


V


b


3


M

< p>
7


M


8


M


5


M


6


V

out


V


b


2

M


5


V


out

M


6


V


b


M


3


M


4


V< /p>


b


1


M


3


M


4


V


in


M


1


M


2


V


in


M


1


M


2


I


SS

< br>I


SS


a


）单端输出

< p>
b


）差动输出



图


2-16


套筒式共源共栅运算放大器




作为套筒式运算放大器，高的电压增益为其显著优点，但是其很难应


用 输入与输出短路的方式实现单位增益缓冲器，因而其职能作为放大器来


应用。该为套筒式 运算放大器的另一个缺点。如图


2-17


所示。



下面来分析其原因：为了使电路正常工作，就要求


M


2


和


M


4


都工作在


饱和区，条件是


V


out


≤


V


x


－


V


TH4


还有


V


out


≤


V


b


－


V


TH4


。由于


V


x



=V


b


－


V


GS4


，所以


V


b

< p>
－


V


TH4


≤

< p>
V


b


－


V


GS4


+V


TH2


。这个输出 电压的范围只等于


V


TH4


－（


V


GS4


－


V


TH2


）


，虽然通过把


M


4


的过驱动电压，减到最小，可以使这个

< br>电压范围最大，但总是小于


V


TH2

[1]


。




-


16



-


哈尔滨理工大学学士学位论文


< /p>


V


DD


M


7


M


8


M


5


M


6


V


out


V


b


M


3


M


4


V


in


M


1


M


2

I


SS


图


2-17


输入与输出短路的套筒式共源共栅运放




接下来要计算图


2-16

< p>
（


b


）的电压增益，可以利用“半边电路”的概< /p>


念简化电路模型，将电路逐渐简化为小信号电路，分析小信号电路来简化

< br>计算过程。由于该电路双边对称故而可以构建如图


2-18


所示的半边电路，


该电路分别是


NMOS

与


PMOS


的共源共栅放大器结构的级联。



V


DD


V

< br>b


3


M


7


V


b


2


M


5


V


out


V


b


1


M


3


V


in


M


1


图


2-18


套筒式共源共栅运放的半边电路




图


2-18


电路的输出电阻为两个共源共栅结构的输出电阻的并联。所以


总输出电阻为




（


2-29


）



R


out


?


R


out


1


,


3


||


R


out


5


,7



-


17



-


哈尔滨理工大学学士学位论文



其中< /p>


R


out1,3


为晶体管


M


1


和


M

3


组成的共源共栅结构的输出电阻，


R

out5,7


为


晶体管


M


5


和


M


7


组成的共源共栅结构的输出电阻，根据共源共栅放大器输


出电阻公式（


2-21


）


，



可知：



R


o ut


1


,


3


?


?


1


?


?


g


m


3


?


g


mb


3


?

< p>
r


o


3


?


r


o


1


?

r


o


3




（


2-30


）




R


out


5


,


7


?


?


1


?


?


g


m


5


?


g


mb


5


?


r


o


5


?


r

o


7


?


r


o


5



（


2-31


）



所以有：










R


out


?


?


?


1


?


?


g


m


5


?


g


mb


5

< p>
?


r


o


5


?


r


o


7

?


r


o


5


?


||


?


?


1


?


?


g


m


3


?


g


mb


3


?


r


o

< p>
3


?


r


o


1


?


r


o

3


?


（


2-32

< br>）



假设


g

m


r


o


??


1


，


G


m


?


g


m


1


，根据 上面的辅助定理有：




A

< p>
V


?


g


m


1


R


out



（


2-33


）



所以有：



A


V


?


g


m


1< /p>


?


?


1


?


?


g


m


5

< p>
?


g


mb


5


?


r


o


5

< br>?


r


o


5


r


o


7


?


| |


?


?


1


?< /p>


?


g


m


3


?


g


mb


3


?


r


o


3


?


r


o


1

< br>r


o


3


?



（


2-34


）



可见，套筒式共源共栅的增益很大。



2.3.3


折叠式共源共栅运算放大器



目前共源共栅放大器已经逐渐取代了传统的套筒式运放，因为共源共

栅放大器的输出摆幅明显比它更大，而且易于对输入与输出进行操作如图


2-19< /p>


，就是一个例子，通过实例我们可以看出这是一个


PMOS


的共源共栅


放大器，通过它进行分析研究对比于以前的运放。




V


DD

< p>
V


b


3


I


SS


M


9


M

< br>10


M


1


M

2


V


b


2


M


7


V


out


M


8


V


in


V


b


1


M


3


M


4


V


4


M


5


M


6


















图


2-19


折叠共源共栅运放



选择首先计算如图


2-19


显示的折叠共源共栅运算放大器的最大电压输


出摆幅，从图


2-19


可以看出，输出摆幅的低 端为


V


OD3


+V

OD5


，高端为


V


DD

< p>
－


|V


OD7


|


－


|V


OD9


|


，


因


此


运

< p>
放


每


一


边


的


两


峰


值

之


间


的


摆


幅


等


于


V


DD


－


-


18



-



哈尔滨理工大学学士学位论文



（


V


OD3


+V


OD 5


+|V


OD7


|+|V


OD9


|


）


。同上面介绍的 图


2-16


（


b


）的套筒式共源共


栅的输出摆幅相比，摆幅大了一个尾电流源的过驱动电压。



折叠结构的缺点为：会产生很大的功耗


[17 ]


，这是因为：在图


2-16


中，一个 偏置电流


I


SS


供给输入管和共源共栅 管，而图


2-19


中，输入对管


要求加 额外偏置电流。也就是说


I


D5


=I< /p>


SS


/2+I


D3


。下面来计算图


2-19


折叠共


源共 栅运放的小信号电压增益。



因为共源共栅放大电路本身的对称特性，故而应用


< p>
“半边电路”原


理，可以将其运用在图


2-19< /p>


电路中，得到折叠式共源共栅放大器的的半边


电路，像下图


2-20


所显示。



V


DD


V


b


3


M


9


V


b


2


M


7


V


out


V


in


M


1


V


b


1

< p>
M


3


r


o


5


||


r


o

< br>1


图


2-20


折叠式共源共栅的半边电路





由上面的辅助定理我们知道电压增益：



A


V


?


G


m


R


out



（


2-35


）



因此为了得到运放的小信号电压增益，我们需要计算得出


G


m


和


R


out


即可。首先我们来求


G


m


。把输出短接到地上，可得图


2-21


所示电路：



V


out


V


in


M


1


V


b


1


M


3

< p>
r


o


5


||


r


o


1


图

< br>2-21


输出对地短路的等效电路




简要分析上图


2-21


，从


M


3


的漏极往里看将电 路等效，此时可以得出


通过


M


3


的电流即为


M


1


的漏 电流，而此时根据分析电路工作状态，所得到


电路输出阻抗远低于


r


o5


||r


o1

< br>，即：



-


19



-


哈尔滨理工大学学士学位论文




因此




?< /p>


g


m


3


?


g


mb


3


?


?


1


||


r

< p>
o


3


??


r


o


1


||


r


o


5



G

m


?


g


m


1



（


2-36


）



（


2-37


）



再来计算


R


out

。接下来需要根据小信号模型的来简化电路，如下图


2-


2 2


所示。



R


out


7


,


9


A


R


out


1


,


3


V


in


M


1


V


b


1


M


3


r


o


5


||


r


o

< p>
1


图


2-22


输出开路等效电路




根据如图显示，经过分析上述电路，可以等效的把输出的电阻看成是


两部分电阻 的并联，以节点


A


为分界，第一部分的输出电阻为


R


out7,9


，第


二部分 的输出电阻为


R


out1,3


。则总电 阻


R


out


为电阻

R


out7,9


和


R


out1,3


的并联。



先 来计算


R


out7,9


。分析电路结构 可以得出


M


7


和


M


9


共同组成了共源共


栅结构，分析 共源共栅结构，根绝其定理及推导公式，可以得出输出电阻


的公式（

2-22


）可求得


M


7

< p>
和


M


9


构成的共源共栅结 构的输出电阻


R


out7,9


，


即：



R


out7, 9


?


?


g


m< /p>


7


?


g


mb


7


?


r


o


7


r


o


9




（


2-38


）



节点


A


下面的一部分可以看成带负反馈 电阻


r


o1


||r

o5


的共源级。由带负


反馈的共源级的输出电阻的公式（< /p>


2-20


）


，并假设

g


m


r


o


>>1


，可得：



R

< br>out1,3


?


?


g

< p>
m


3


?


g


mb


3


?


r

< br>o


3


?


r


o


1


||


r


o


5


?




（


2-39


）




R


out


?


?


?


g


m


7


?


g


mb


7


?


r


o

< p>
7


r


o


9


?


||


?


?

< br>g


m


3


?


g


mb


3


?


r


o


3


?


r< /p>


o


1


||


r


o


5


?


?



（


2-40


）



将式（


4-32


）和（


2-40


）代入式（


2-35


）可得：




A


V


?


g


m


1


?


?


?


g


m


7


?


g


mb


7


?


r

< p>
o


7


r


o


9


?


||


?

< br>?


g


m


3


?


g


mb


3


?


r


o


3


?< /p>


r


o


1


||


r


o


5


?


?


?



（


2-41


）



这个增益与套筒式运放的增益相比，大约小了


2~3

< p>
倍。原因有两点：



1


． 当器件的主要参数都相同时，比如：尺寸和偏置电流等，


PMOS


与


NMOS


输入差动管两者相比，前者所表现出的跨导较低。



-


20



-


哈尔滨理工大学学士学位论文


< /p>


2


．根据公式可看出


r

< br>o1


||r


o5


很大的影响，从 共源共栅结构端和输入结构


端的两个支路电流，共同经过


M5< /p>


，这两个之路电流减小了输出阻抗。



需 要注意的是，


“折叠点”


（即


M


3


和


M


4

< p>
的源端）的极点，与套筒式结


构的共源共栅的源端对应的极点相比，更靠近 坐标原点。下面来分析其原


因，如图


2-23

< br>所示。



V


b

< br>A


M


3


C


tot


I


SS


V

b


1


V


in


M


1


M


1


M


3


C


tot


A


V


in


V


b< /p>


4


I


SS


M


5













a


）套筒式的电容


b


）折叠式的电容




图


2-23


套筒式和折叠式共源共栅运放的器件电容对非主极点的影响。



在图


2-23


（


a


）中，节点


A


处会有一个寄生电容


C


tot


，该寄生电容是


由上下两个


MOS


管


M3< /p>


和


M1


引起的，主要是由


C


GS3


、


C


SB3


、


C


DB1

< p>
、


C


GD1


等电容组成， 当电路由（


a


）的单边电路变为双边电路，例如图（

< p>
b


）


，节


点


A


的负载电容


C


tot


，除了包含


C


GS3


、


C


SB3


、


C


DB1


、


C


GD1


，还有两个大电


容


C


GD5


和


C


DB5


，要想使电路正常工作，此时的


M


5


的栅宽必须很大，这样


以才能使电路在小的过驱动电压下，可以允许大 电流的通过。



实现折叠共源共栅运放结构不一定仅仅拘泥于某 个种类，根据具体情


况，选择分析所用到的结构，例如除了可以用如图

< br>2-19


所示的


PMOS


差


分对管做为输入，还可以用


NMOS


差分对 管做为输入。如图


2-24


所示。


对于 该运算放大器的电路结构的折叠点


B


，其对应的极点由


M3


的跨导以


及背栅效应跨导与该节点所产生的 寄生电容有关，即极点由


1


(


g


m


3


?


g

< p>
mb


3


)


和节点


B


的寄生电容电容的乘积决定，但是理论上来说，与极点相关的两


个乘积项的数值都比较大。在此作出分析，对于电路整体而言其中


M< /p>


3


的


跨导比较低，而

M


5


可以提供较大的电容，为了使电路的半边电路通过较< /p>


大的电流（通过


M


1

和


M


3


的电流）

< br>，此时要求


M


5


必须有较大的栅 宽，所


以该运算放大器的折叠点


B


的极 点与图


2-19


运算放大器的折叠点的极点

相比，前者的极点更低。



通常情况下，一项指标的增加会 导致其他指标的下降，上面所讲述的


运算放大器的极点变的更低，我们可能会担心对其增 益会不会有影响，经


-


21



-


哈尔滨理工大学学士学位论文


< /p>


研究表明，确实会带来影响，但是该影响确实正向的，因为是它可以提供

< br>比图


2-19


的运算放大器更高的增益，产生这种影响的 原因是：载流子在


NMOS


管中的迁移率变的更大了

< p>
[1]


。



V

< p>
b


3


M


5


M


6


V


DD

< br>V


b


2


M


1


M


3


V


o ut


M


4


M


2


V


in


V


b< /p>


1


M


7


M


8


I


SS


V


b


4


M


9


M


10


图


2-24 NMOS


差分管作为输入的折叠共源共棚运放




折叠式的共源共栅运算放大器除了栓段输出，其也可以像其他 放大器一样


被设计成单端输出，像下图


2-25


所展示的。



V


b

< p>
3


M


5


M


6


V


DD


V

< br>b


2


M


1


M


3


M


4


M


2


V


out


V


in


V


b


1< /p>


M


7


M


8


I


SS


M


9


M


10


图


2-25


单端输出的折叠共源共栅运放




结论：对于折叠式共源共栅运算放大器和套筒式共源共栅运算放大器


来说，两者都有优缺点，目前还没有十全十美的设计，都是根据特定的要


求选择比较合适 的设计。折叠式共源共栅放大器的优点是：输出电压摆幅


-


22



-


哈尔滨理工大学学士学位论文



较大、 输入输出可以短接，而且共模输入电平更容易选取。而其缺点是：


电压增益很低、电路的 功耗很大，极点的频率很低，噪声很大


[17]


。尖峰电


流控制电路选用折叠共源共栅放大器作为其电路放大器。



2.4


折叠共源共栅放大器输出级设计



折叠共源共栅放大器的电路在应用时，通常会在输出端加一个输出控

制电路，该电路的可以降低电路某些缺点。在折叠共源共栅放大器后面加


一个共漏极 放大器，也叫源极跟随器，其由两个


MOS


管构成。源跟随器< /p>


结构具可以提供大电流增益以及小输出电，因而可以起到优化电路的目

的。由于源跟随器的输出节点是其源级节点，因而


MOS


器 件的工作状态


还跟体效应有关。体效应的存在使得阈值电压


K< /p>


随输出电压的增加而增


加，进而造成其最大输出电压远小于


V


DD


。



下图


2-26


所示，该电路将电流漏做为负载的 源极跟随器。在下图


2-


26


，分析电 路，理论条件下，当


V


in


接近


V


SS


时，此时


M< /p>


2


管关闭，即不导


通，输出电压


V


out


拥有最小值，该最小值为


V


SS


，又因为流过


M


2


管的电流


接近零，故而允许输出电压为最 小值


V


SS


。当然此结果时不考虑外部 负载


的工作条件下得来的，当源极跟随器要求需要有外部负载产生的电流流入

< p>
时，此时输出电压


V


out


就不会是理想情况下的最小值


V


SS


，而是要比该值


大一些。可以假设


V


i n


可以达到


V


DD

且没有输出电流，此时


V


out


的 最大值


为：



V


out


?


V


DD

?


V


T


1


?


V


ON


1


?


V


DD


?


V< /p>


T


1




（


2-59


）



由上式可以看出，源级跟随器电路的输出电压摆幅是会受到限制的，

输出最低值能到


V


SS


,


但是输出最大值是没法到达


V


DD


的。




V


DD


V


in


M


1


I


out


V


out


V


b


M


2


V


SS


图

< br> 2-26


以电流漏为负载的源极跟随器




由于源跟随器的负反馈特性，所以其失真同甲类运算放大器相 比，要


好很多，而且源级跟随器的效率和甲类运算放大器相类似。由于体效应，


MOS


源极跟随器的小信号电压增益总是小于


1


。



-


23



-


哈尔滨理工大学学士学位论文



在一定 范围的电源电压下，要获得更好的电压增益，负载阻抗必须尽


可能大，如果这种电路驱动 一个低阻抗负载，为了使信号电平的损失小到


可以忽略不计，就必须在放大器后面放置一 个“缓冲器”


，源跟随器就可


以起到一个电压缓冲器的作用


[16,17]


。



2.5


本章小结




本章从


CMOS

电路设计的需要出发，主要介绍了所需电路基本原件


的工作原理，继而介绍了


MOS


器件的工作和基本概念，接着详细地分析


和介绍了


CMOS


模拟电路的几种基本组成单元，着重分析这 些技术的原


理，并说明了这些技术的优缺点。主要介绍了电流比较器的基本原理，对


运算放大器的进行了基本的介绍，包括其性能，结构组成等。并给出了几

种常见的运算放大器电路。为研究、分析和设计折叠共源共栅放大器的大


电流控制电 路结构打下了基础。



-


24



-


哈尔滨理工大学学士学位论文



第


3


章



电路设计分析



本章主要分析折叠共源 共栅放大器的零极点产生的原因，通过化简电


路得到小信号模型，分析小信号模型计算得 到折叠共源共栅放大器的传输


函数，通过分析传输函数，得到放大器的零极点。同时分析 放大器在加上


大电容负载后的电流变化，零极点变化以及抑制这些变化的解决方案。



3.1


设计指标



表


3-1


放大器设计指标



参数名称



设计要求



5V


电源电压



2pF


运放内部负载电容



输入失调电压



静态功耗



开环电压增益



单位增益带宽



转换速率



静态功耗



相位裕度



共模抑制比（


CMRR


）



电源抑制比（


PSRR


）



工艺参数



≤


0.5mV


≤


2mW


≥


80dB


≥


5MHz


≥


90V/


μ


s


≤


2mW


≥


60°



≥


60dB


≥


50dB


0.5


μ


mCMOS


3.2


折叠共源共栅放大器的极点分析




有些为了明确区分极点和零点，得出极点是由于结点和地之间 有寄生


电容造成，零点是由于输入和输出之间有寄生电容造成的结论，但是通过


分析零极点，可以得到，零极点仅仅是传输函数的分子分母分别等于零时


得到的数值。零极点与电容电阻有关，当电容或者电阻发生变化时，零极


点也会受其影响 ，发生变化。一般的说，零点用于增强增益（幅度及相


位）


，极 点用于减少增益（幅度及相位）


，电路中一般零点极点是电容倒数


的函数（如


1/C


）


。折叠共源共栅 运算放大器电路结构，如下图


3-1


所示：


-


25



-


哈尔滨理工大学学士学位论文



图


3-1


折叠共源共栅放大器电路




要分析电路的极点，就要先对电路进行简化分析，而在共源共栅电路


中， 为了使相位裕度符合要求，需要加载密勒补偿电容，其通常连接在运


放输出节点


X


与运放第一级输出节点


Y


之间，下面通过分析来确定零极


点产生的原因与所给出理论是否符合。



为了分析放大器的零极点，需要


对放大器进行 化简，得到小信号电路模型如下图


3-2


所示：



图


3-2


折叠共源共栅放大器小信号模型



< /p>


为了得到小信号电路模型，需要一些电路处理技巧，首先，要将所有


外接恒流源置零，也可看做是接地。其次要考虑电路的各种效应。第一，


如果输入为高 频信号，则需要考虑


MOS


管的寄生电容，如

< br>C


gs


和


C

gd


。这


些寄生电容的存在，会使电路的特性发生变换，故 而分析电路时，需要将


他们考虑进去。对于低频响应而言，则无此寄生电容影响。第二， 考虑背


栅效应，当衬底与源级的点位不相同时，此时会有背栅效应产生，故而在


分析电路是，需要把背栅效应考虑在内。



然而 ，通常情况下，分析极点问题，我们一般忽略除却密勒等效电容


跟负载电容以外的寄生电 容，通过计算得到第一极点，第二极点，分析得


到主极点。根据上图小信号模型可以分析 得出传输函数如下式（


3-1


）


：



G


m


1


(


G


mo


?

< p>
sC


C


)


R


eq


R


L





V


O


?









（


3-1


）



2


V


id


1< /p>


?


s


[(


C


1


?


C


2


)


R


eq


?

< p>
C


L


R


L


?


C


C


(

G


m


R


2


eq


R


L


?


R


eq


?


R


L< /p>


)]


?


s


[(< /p>


C


?


1


C


)


C


2


L

< p>
?


C


C


(


C


?


C


1

?


C


2


L


)]


R


eq


R


L


-


26



-


哈尔滨理工大学学士学位论文


< /p>


而放大器的两个极点，其为传输函数的分母多项式的根，此时把两个


极点的频率分别用


?


P


1

< p>
和


?


P


2


表示，分母多项式可以表示为（


3-2


）


：




D

< br>(


S


)


?


(1


?


s


?


P


1


)(1


?


s


?


P


2


)< /p>


?


1


?


s


(


1


?


P

< p>
1


?


P


2


?


1


)


?

s


2


?


P


1


?


P


2






（


3-2


）



?


P


1


放大器 的主极点远小于第二极点，假设主极点


频率为


?


P


1


，那么


?


P


2


,


那上式（


3-2


）可以化简为（


3-3


）所示：




















D


(


S


)


?


1


?


s


1


?


Z


?


s

< br>2


?


P


1


?


P


2


















（


3-3


）



那么，主极点频率


?


P


1


的值可以近似为式（


3-1


）的分母中的


s


项的系


数，也就是如下 式（


3-4


）所显示：



1


?


P


1

< br>?


(


C


1


?


C


2


)


R


eq


?


C


L< /p>


R


L


?


C


C


(


G


m

< p>
2


R


eq


R


L


?


R


eq


?


R


L


)



（


3-4


）



1


?


R


eq< /p>


[


C


1


?


C


2


?


C

< p>
C


(


G


m


2


R


L


?

1)]


?


R


L

(


C


L


?


C


C


)






通过上述（


3-4


）主极点的关系式，可以看出，主极点的值与密勒补偿


电容，以及负载电容，还有电阻有关，当其中一种发生变化时，放大器的


主极点也就会相 继发生变化，所以要控制主极点的大小，那么就要从电容


以及电阻入手。



3.3


折叠共源共栅放大器的零点分析



运算放大器出现的零点与传输函数有关，要想分析得到折叠式共源共

栅放大器的零点，就需要得到传输函数，此时需要得到电路的小信号模


型，通过小信 号模型，计算出传输函数，如


3.2


节所示。想要计算零点，< /p>


就需要使得输出函数算数结果为零，此时就要求传输函数的分子等于零，

< br>进而可以得到共源共栅放大器的零点如下（


3-5


）式：



G


m


1


?


s


Z


C


C


?


0




(3-5)


那么零点的频率


?


Z


为式


(3-6)


：



G


?


Z


?


m


2




(3-6)


C


C






通过式（


3-6


）可以看出，零点频率与密勒补偿电容有关，通过改变密


勒补偿电容的大小，就能改变零点的大小。要想控制放大器稳定工作，那


么零点的值不能 小于极点，故而密勒补偿电容的值不能过大。



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27



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-


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本文更新与2021-02-13 15:48，由作者提供，不代表本网站立场，转载请注明出处：https://www.bjmy2z.cn/gaokao/651095.html

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