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星通信载波的链路计算方法为，
先分别计算上行和下行链路的载波功率与
等效噪
声温度比
C/T
或者载波与噪声
功率比
C/N
、以及载波与干扰功率比
C/I
，再求出
考虑干扰因素的系统载噪比
C/(N+I)
和载波的系统余量。
上下行
C/T
上行和下行
C/T
的计算公式分别为
C/T
U
=
EIRP
E
–
Loss
U
+
G/T
Sat
C/T
D
=
EIRP
S
–
Loss
D
+
G/T
E/S
式中的
EIRP
E
和
EIRP
S
分别为载波的上行和下行
EIRP
，
Loss
U
和
Loss
D
分别为总的
上行和下行传输衰耗，
G/T
Sat
和
G/T
E/S
分别为卫星转发器和地
球站的接收系统品质
因数。上式中的数据均为对数形式。
C/N
与
C/T
的关系
C
/N
与
C/T
的关系式为
C/N = C/T
–
k
–
BW
N
= C/T + 228.6
–
BW
N
式中的
k
为波兹曼常数，
BW
N
为载波噪声带宽。式中的数据均为对数形式。
C/I
与
C/IM
卫星通信载波需要考虑的干扰因素主要有，上行和下行反极化干扰
C/I
XP_U
和
C/I
XP_D
、以及上行和下行邻星干扰
C/I
AS_U
和
C/I
AS_D
。此外，还需考虑转发器在多
< br>载波工作条件下的交调干扰
C/IM
。
C/N
与
C/I
的合成
由多项
C/N
和
C/I
求取总的
C/N
、
C/I
、以及
C/(
N+I)
的算式为
(C/N
Total
)
-1
=
(C/N
U
)
-1
+
(C/N
D
)
–
1
(C/I
Total
)
-1
=
(C/I
XP_U
)
-1
+
(C/I
AS_U
)
–
1
+
(C/IM)
-1
+
(C/I
XP_D
)
-1
+
(C/I
AS_D
)
-1
(C/(N+I))
-1
=
(C/N
Total
)
-1
+
(C/I
Total
)
–
1
上述三个算式中的数据均为真数形式。
由多项
C/N
和
C/I
求取总的
C/(N+I)
的步骤也可为
(C/(N+I)
U
)
-1
=
(C/N
U
)
-1
+
(C/I
XP_U
)
–
1
+
(C/I
AS_U
)
–
1
(C/(N+I)
D
)
-1
=
(C/N
D
)
-1
+
(C/I
XP_D
)
-1
+
(C/I
AS_D
)
-1
+
(C/IM)
-1
(C/(N+I))
-1
=
(C/(N+I)
U
)
-1
+
(C/(N+I)
D
)
–
1
上述两种不同计算步骤所得到的结果是相同的。
系统所需的
Eb/N
0
与<
/p>
C/N
数字载波解调器对载波的每
bit
能量与噪声密度之比
Eb/N
0
通常有一个最低要
求，由此数据可以求出系
统所需要的最低
C/N
。
[C/N] = [Eb/N
0
] +
20log(R
Data
)
–
[BW
N
]
上式中的
R
Data
为真数形式的载波数据速率或信息速率，其
余的数据均为对数形
式。
系统余量
系统余量为系统的
C/(N+I)
与系统所需最低
C/N
之差值。
数字载波的链路预算
设计卫星通信线
路时，
通常先选定通信卫星和工作频段，
根据
< br>卫星转发器的性能
参数
和用户需求，
选择系统所用的天线口径、
调制和编码方式，
然后通过链路
计
算，
验证所设计线路的可行性与合理性。
合理的设计应保证系统略有余量，
同时
使系统所占用的转发
器功率资源与带宽资源相平衡。
如果链路预算结果表明，
在
功率与带宽相平衡时所得的系统余量过大或不足，可以改变天线口径，或调制、
编码参数，对系统进行优化。
考虑到目前的话音、
数据通信和电视广播的主流是数字化，
这里只介绍数字载波
的
链路预算表
。表中列举了几种不同类型的
业务，它们共用一个
36MHz
带宽的
C
波段转发器。
载波带宽
计算载波带宽时，
通常按下式先从被传输的信息速率、
纠错码率和调制方式，
求
出符号速率。
符号速率
=
（信息速率
/
FEC
编码率
/
R-S
编码率）
*
调制因子
如果有报头的话，应将其计
入信息速率中。前向纠错
(FEC)
编码率通常为
1/2
、
2/3
、
3/4
、
5/6
和
7/8
，
Reed-Solomon
编码率常用
188/204
。
BPSK
、
QPSK
、
8PSK
和
16QAM
的调制因子分别为
1
、
1/2
、
1/3
和
1/4<
/p>
。
载波噪声带宽和占用带宽的取值应分
别为符号速率的
1.2
倍和
1.4
倍。
部分设备
商强调其调制波的占用带宽可
压缩到符号速率的
1.35
倍甚至
1.
3
倍，但通常不
被卫星操作者所接受。
在链路预算中，载波噪声带宽将被用于计算
C/T
、
C/N
和
E
b
/N
0
之间的关系，占用
带宽将被用于决定载波工作频率，以及计算载波的输出和输入回退量。
< br>
输出和输入回退
通信转发器的功放级多采用行波管放大器
(TWTA)
< br>或固态功率放大器
(SSPA)
。
这两
种放大器在最大输出功率点附近的输出
/
输入关系曲线为非线性。多载波工作于
同一个转发器时，为了避免非线性放大器
产生的交调干扰，必须
使使放大器工
作在线性状态。这时，整个转发器的输出功率远低于最大功率。采用
TWTA
的转
发器在线性工作状态时的输出功率，通常比最大功率低
4.5dB
。也就是说，整个
转发器的输出线性回退约
为
4.5dB
。
转发器的输入回退量可根据输出回退量，在
放大器输出
/<
/p>
输入关系曲线
中查得。
对于采用
TWTA
的转发器，
输入回退量一般比输出回退
大
6dB
上下。
对应于
4.5dB
的输出线性回退，转发器的输入线性回退约为
10.5dB
。
在链路预算中，载
波输出回退和输入回退将分别被用于计算载波的下行和上行
EIRP
。
用户载波的功率分配
功率和带宽同为
转发器的重要资源。
用户所能占用的转发器功率应与他向卫星公
司租用的转发器带宽相平衡。
在一般情况下，
用户载波所占用的
转发器功率与转
发器总功率的比值，应该和用户租用带宽占转发器总带宽的比例大致相等
。
载波功率的输出回退值与转发器线性回退之差值，
即为载波占用转发器功率的比例。
当载波
在转发
器中的功率占用率与带宽占用率相平衡时，
OBO
C
=
OBO
Xpd
+ 10 lg
(BW
Xpd
/
BW
C
)
式中，
OBO
C
为载波的输出回退值，
O
BO
Xpd
为转发器的线性输出回退值，
BW
Xpd
和
BW
< br>C
分别为转发器带宽和载波租用带宽。
上式表明，
转发器的线性
输出回退值越低，
或者载波带宽越宽，
载波所分配到的功率就越高；
转发器带宽越宽，
载波所分配
到的功率就越低。
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