-
注
1
：本资料中的
bu
rst
mode
可以理解为突发工作模式，或是跳周期模式，
间歇工作模式，
翻译中基本用突发工作模式代替
注
2
：本资料中的
Gree
n mode
可以理解为节能模式
注
3
：本资料中的
Brown
in/out
可以理解为
AC
输入过
压
/
失压欠压
1
通用描述
TEA19361T
是
NXP Gre
enChip
系列开关电源芯片家族中的一员。它是为反激式电源而设
< br>计，
可以用来作为独立式的电源转换器，
或是与
USB PD
或是智能充电器控制
IC
（如
TEA190x
系列）
一起使用。
其内置的节能功能可在所有功率等级范围内都能实现很高的电源转换效率
。
TEA19361T
是可以实现很
宽的输出范围，如
5V
到
20V
的恒压
(CV)
模式应用。当采用二次侧
控制
IC
时，如
T
EA190x
系列，它同样也支持恒流
(CC)
模式，并低至于
3V
的输出电压。
在较高功率输出时，反激变换器工作于准振荡
(QR)<
/p>
模式。在低功率场合，控制器转变为频率
降低的
< br>DCM
模式。此时峰值电流被限制在一个最小的水平。在所有工作模式中，都是采
用
谷底开关工作。
在极轻负载输出时
，
控制器采用突发工作模式来调节输出功率。
由于集成了一种特
殊的
光耦电流降低调节技术，
这样可以让平均光耦电流在所有工
作模式下都能维持一个最小的值。
这个降低的调节机制可以保证在轻载时实现极高的效率
，
并提供优异的空载性能。
因为在突
发
工作模式，
开关频率绝对不会超过
fsw(min)
，
并且突发重复频率也被控制到一个低的水平，
因
此可以避免可闻噪声产生。
在突发模式中没有开关状态的时间段里，
IC
内部的供电电流减
小这样可进一步进行效率优化。
TEA19361
是基于高压绝缘硅晶片
（
SOI
）制程。
SOI
制程集合了低压工艺的优点（准确
度，快速实现保护，多种功能，易于控制）
，同样，它也保留了高压制程的特点（如高压启
动，低待机功耗
，输入交流电压过欠压功能检测）
。
TEA19361T
能够实现低成本，
高效率的可靠性电源设计
，
通过最少的外部元件即可以实
现高达
75W
的电源设计。
2
特色与优势
2.1
一般特点
·
智能充电器应用场合，适合多电压输出的应用场合
·
宽输出范围（在恒压
CV
模式下，
5V-20V
< br>输出，在恒流
CC
模式下，
3V
-30V
输出，在直接
充电模式下，输出电压范围为
3V-6V
）
·
IC
封装在一个
SO10
封装里
·
自适应双电压供电，在整个输出电压范围内都能实现最高效率
·
IC
内部集成高压启动
·
利用
HV
引脚，在启动以及保护时，可以实现连续的
Vcc
调节，这样需要的
Vcc
电容容量
最小
·
在空载情况下，减少光耦电流实现最优待机功耗（
5V
输出时只有
20mW
）
·
从空载到满载转换时，动态响应迅速
·
在所有工作模式下，输出纹波和可闻噪声都最小
·
内部集成软启动功能
2.2
节能特点
在全功率范围下，通过如下功能来实现高的效率：
·
在正常工作时极低的供电电
流消耗（空载时仅为
0.6mA
）
·
在突发工作模式中没有开关
状态的时间段内的消耗电流很小（仅
0.2mA
）
·
谷底检测以减少开关损耗
·
在轻载时，工作频率减少同时固定最小峰值电流以维持高的效率
2.3
保护特点
所有的保护都是安全重启保护。
·
输入电压补偿过功率保护
(OPP)
·
过温保护
(OTP)
·
集成过功率计时器
·
内部集成的系统故障状态重启计时器
·
利用退磁检测来实现连续模式保护
·
精确的过电压保护
(OVP)
·
PROTECT
引脚可作为
所有保护的信息输入检测，同时可作为外置
OTP
功能
·
驱动最大
开通
(
导通
)
时间保护
·
AC
交流输入过电压
/
欠电压保护
3
应用场合
·
电池充电器，如智能手机或平板电脑
·
电池充电器，如更带触屏的移动终端设备
4
订购信息
表
1
产品订购信息
TEA19361T/1 SO10
5
丝印标识
表
1
产品订购信息
TEA19361T/1
丝印标识：
TEA19361T
6
原理框图
图
1
TEA19361T
的原理框图
7
引脚描述
7.1
引脚分布
图
2
TEA19361T SO10
引脚分布图
7.2
引脚描述
表
3
引脚描述
1
脚
VCCH
高压供电电压
2
脚
GND
地
3
脚
VCCL
低压供电电压
4
脚
ISENSE
电流检测引脚
5
脚
DRIVER
门极驱动输出
6
脚
AUX <
/p>
辅助绕组，退磁时间检测，谷底检测，过功率校正，
OVP
过压保护功能
7
脚
CTRL
控制引脚
8
脚
PROTECT
一般功能保护，同时作为低功率模式设定
9
脚
N.C
高压安全距离隔离，不接
10
脚
HV
高压启
动，市电过电压
/
欠电检测
8
功能描述
8.1
供电部分
芯片在启动和保护模式下是
通过
HV
引脚来实现供电。当系统开始正常工作时，辅助绕
组接管并开始供电。
芯片有二个供电引脚
，
即
VCCH
和
VCCL
。
低端供电是直接给芯片供电，
而高压侧供引脚
(VCCH)
是通过一个内部电压调节器连
接到
VCCL
引脚上面。在实际应用中，这可以支持多种
输出电压场合，变压器的一对辅助绕组可以在给
IC
< br>所有输出功率情况下都能供电，这样可
以提高系统效率。在高的输出电压情况下，
为了给
IC
供电，比较少匝数的绕组可以连接到
VCCL
引脚。在低的输出电压时，多匝数的绕组可以通过
VCCH
引脚向
IC
供电。这样的
供电
能力可以实现从
3-20V
的宽范
围的输出，并以得到最优化供电。当
VCCL
引脚上的电压跌到
Vintegd(VCCL)
以下时，位于
VCCH
和
VCCL
引脚之间的内
部电压调节器开始工作。
所有的内部基准电源均通过集成的带
隙温度补偿基准。
内部电流参考源是通过微调和温
度补偿参考电
路来实现。
8.2
启动以及欠压锁定
(UVLO)
在初
始化时，
VCCL
引脚上的电容通过市电给
HV
引脚充电。
VCCH
引脚上的
电压跟随
VCCL
的引脚电压（通过内部二极管）
。通过这种方式，
VCCH
上的电容充满。只要
Vcc
（
VCCL
引脚
上的电压）电压低于
Vstartup
，
IC
消耗的电流是最小的。当
V
cc
电压达到
Vstartup
电压时
，
控制逻辑激活了内部电路。
IC
等待
PROTECT
引脚达到
Vdet(p
rotect)+Vdet(sys)protect
并且市
电
增加到欠电压保护电平以上。
同时，
内部功率控制逻辑信号
（取决于
CTRL
引脚上的电流）
同样增加达到最大值。
当所有条件都达到时，
系
统开始进行软启动开关。
在典型应用条件下，
变压器的辅助绕组
接管供电。
在启动过程中，
VCC<
/p>
引脚通过
HV
充电电流持续调节到
Vsartup
电压。引脚是一直受到
调节直
到输出电压达到其调节值，这是通过
CTRL
引脚检测实现的。
通过这种方式，
VCC
电
容值可以不必
要太大。
由于
HV
引脚从市电上得的电
流能力有限，
所以
VCC
引脚上的电压
会
在启动时段会稍微下跌点。
图
3
系统启动时序
8.3
工作模式
< br>TEA19361T
基本工作在定频
DCM
模式下。在轻载下，它会进入突发工作模式。在重载
时，它工作于准振荡
(QR)
模式下，如图
4
< br>所示。辅助绕组提供退磁检测信息。
图
4
不同的工作模式
在重载时，电源变换
器工作于
QR
模式，每个周期开始于变压器去磁检测，并结束于
谷
底检测。在
QR
模式下，因为
MOSFET
的是导通的所以漏极电压是最低值，所以开关损耗降
至到了最低。
当达到最大限频频率
fsw(max)
后，为了限制频率范围，并实现很好的效率，电源从
QR
模式切换到
DCM
模式，并采用谷底跳跃的方式来实现高效率。这样可以减少
MOSFET
开通
损耗并减少
EMI
的影响。
在中等负载情况下，
控制
器进行频率降低
(FR)
模式，
内部的
压控振荡器
(VCO)
来控制工作
频率
，在这个模式下，最小频率是
fsw(min)
。为了维持较高
的效率，在
FR
模式中。峰值电
流被钳
位在一个较低的水平，同时在此模式下也是谷底开关。
在轻载
时，电源进入到突发工作模式。在突发工作模式下，开关频率为
fsw(min)
。
8.4
输入市电检测
在典型应用场合下，市
电检测是通过
HV
引脚来完成。
市电检测是这样实现的：
每
1ms
通过将
HV
引脚拉低到地，并测量其上的电流，
这个电
流可以反应出输入电压大小。
这样系统决定是不是输入电压超过了欠电压水平（从而开始正常工作）
。
当电压超过欠电压水平，系统开始启动开关。
如果市电电压连续低于过电压水平最小
30ms
，那么过电压信号会被检测到，系统马上
关闭开关。这个时间段是必须的，因
为可以防止
在短时间内市电中断时系统停止工作。
如果检测到的电压超过了输入欠
/
过电压门槛值，为了提高系
统效率，接下来在
7ms
里
是停止继续
测量输入电压。在突发工作模式下，等待时间会增加到
104ms
。
8.5
辅助绕组
为了
给芯片高效地供电，
VCCH
以及
VCCL
引
脚是通过一个二极管和一个电容连接在辅
助绕组上面。
为了检测退磁以及输入输出电压，其中的一个辅助绕组是
AUX
引脚上面（通过电阻分
压网络，
如图
19
以及
20
）
。
每个开关周期是分开成几个区间。
在每个区
间内，
系统知道
AUX
引脚上的电流或
是电压是否反应出退磁，
谷底，
输出电压，
或是输出电压信息
（如图
5
所示）
。
当外部
M
OSFET
导通时，辅助绕组能够反应出输入电压大小。
AUX
引脚被钳位在
-0.7V
。
输出电流是通过测量输入电压得到。这个电流值用来设定内部的过功率点（
Vsense(ipk)
）
。
通过
AUX
引脚的电压来实现退磁，谷底检测以及输出电压检测。通过这
种方式，输出电压
检测以及
OVP
可以
单独分别调整。
8.6
保护功能
如果触发了保护，
IC
会停止开关，为了避免误触发，其中一些保护内置了延时功能。
表
4
保护功能
保护
AUX
开路
输入欠电压
最大导通时间
内置
OTP
外置
OTP
通过
AUX
引脚实现
OVP
无
30ms
无
4.5us
2ms
到
4ms
延时
IC
动作
等
待直到
AUX
连接上
等待直到
Vmains>Vbi
安全自动重启
安全自动重启
安全自动重启
Vcc
是否受
到调节控制
否
是
是
是
是
是
4
个驱动脉冲
[1]
安全自动重启
通过
< br>VCCL
引脚实现
OVP
4
个驱动脉冲
[1]
安全自动重启
过功率暂停保护
过功率
+UVLO
欠压
过电流保护
OCP
UVLO
欠压保护
40ms
到
200ms
无
消隐时间
无
安全自动重启
安全自动重启
安全自动重启
等待直到
Vvccl>Vstartup
是
是
是
否
是
[1]
当
PROTECT
的电压低于
Vdet
(protect)
时，延时计数器即从驱动脉冲的形式转变成
1ms
的
内部脉冲。
当系统停止开关时，
VCCH
和
VCCL
引脚不再通过辅助绕组供电。由于不的保护类型，
V
vccl
要么被
HV
引脚调节到
Vstartup
的大小，或是直接跌到
UV
LO
保护保护。
8.6.1
过功率保护
过功率保护功能是用来实现在最整个输入电压范围内实际最大的近似恒定功率输出。
对于一些设计成
DCM
模式
下的应用场合，
一个恒定的过功率保护可以通过让
OPP
过功率曲
线平坦化来实现（如图
6
）
。另一方面，设计成
QR
模式的时候，希望
OPP
可以通过市电来
补偿。这样可以设定成可变的
OPP
曲线。
AUX
引脚上的电阻来设定
Iaux
值。他们决定在实际应用中采用何种过功率曲线。
<
/p>
过功率补偿电路是通过测量
AUX
引脚上
的电压来实现。根据不同的输入电压大小，这个电
路产生出来一个过功率参考电压。如果
ISENSE
上的电压大于此过功率参考电压值
（
Vopp(isense)
）
，
DARIVER
输出被拉低。过功率计时器开始计时。采用
这种办法，系统每个
周期就可以将最大功率值限定在额定值大小。如果过功率状态持续超
过
200ms
的话，过功
率暂停保护会
被解发。图
6
即为过功率保护曲线。
图
6
过功率保护曲线
在系统启动过程中，最大的暂停时间被降低到
40ms
。当输出电压仍然在调节范围内的
时候，最大的暂停时间重新设定为
200ms
，这样可以将输出短路时的输出功率限制在最小。
短路过功率计时器确保当输出短路时，系统功率被限制在
<5W
。
如果负载需求的功率还要高于
O
PP
的限值的话，输出电压会因为功率限制而降低。结
果就是，
Vcc
电压同样下降，并跌到
UVLO
触发保护。为了达到和过功率时同样的响应效果
（不管
UVLO
是否被触发）
，系统
< br>
进入过功率保护模式当过功率和
UVLO
被检测到了的话。
系统不会受限于
OP
计数器的。
8.6.2
过电压保护
(OVP,
AUX
和
VCCL)
通过检测在二次
级开通时的
AUX
引脚上的电压，
来实
际精确的
OVP
保护。
因为辅助
绕
组是精确反应出输出电压，所以通过外部的电阻分压比
Rau
x2/(Raux1+Raux2)
可以调节
OVP
大小。
另一个精确的
O
VP
保护是连接到
VCCL
引脚，它通
过在原边导通结束时来测量
VCCL
引
脚上的电压超过
Vovp(vccl)
来实现。
由于
IC
内部存在
4
个脉冲周期的计时器，
这可以预防在雷击或是
ESD
时的
OVP
误触发。
8.6.3
保护引脚
(PROTECT)
PRO
TECT
保护引脚是一个通用的保护输入引脚。
它能够用来触发
表
4
中的任何一种保护。
当
PROTECT
引脚的电压是拉低到低于
Vdet
(protect)(=0.5V)
时，电源变换器停止工作。
同样
PROTECT
可以用来实现
OTP
功能。为了达到
OTP
，可以用一个
NTC
（负温度系数
< br>电阻）连接在此引脚上面。当
PROTECT
引脚电压低
于
0.5V
时，过温即被检测到。
PR
OTECT
向外接的
NTC
注入电流（
最大
74uA
）以实现电压的建立。
P
ROTECT
引脚电压被钳位在最大
1.45V
。
在常
（室）
温下，
NTC
电阻的阻值要远大于高温下的阻值。
因为
钳位的存在，
PROTECT
引脚流出的电流最大值即为
1.45V
除以电阻值，所以远低于
74uA
。
可以在
P
ROTECT
引脚处接一个小的滤波去耦电容以消除干扰。
<
/p>
同时为了避免误触发，内置了一个
2ms
到
4ms
的滤波器。
8.6.4
过温度保护
(OTP)
如果
IC
结温超过温度关断保护点，内置的
OTP<
/p>
功能会让
IC
停止开关动。
OTP
是一种安
全重启模式的保护。
内置了一个温度滞环，这样
IC
在重启时内部温度必须降低
10
度才能重启。
8.6.5
最大导通时间
IC
< br>限制了
MOSFET
的最大导通时间为
< br>55us
。当开通时间是更长的时候，
IC
便停止工作
并进入安全重启模式。
8.6.6
安全重启
如果触发了保护并系统进入
了安全重启模式（如表
4
所示，系统经达一定的延时
(td(restart))
后进入重启状态。内部的电流源会给
VCCL
引脚进行放电，放电的结果就是让重
启
时的条件和正常启动的条件状态一样。
因为系统不存在开关动作，
VCCL
以及
VCCH
引脚是
通过
HV
引脚供电（来于市电）
。
在经历了重启延时后，控制
IC
检测输入电压。如果输入电压超过了输入掉电水平时，
控制
IC
激活
PROTECT
引脚的电流源和内部电压源（他们连接在
CTRL
引脚上）
。当这些引脚
上的电压达到最小的电压时，
ISENSE
引脚上的软启动电容被充电，系统开始再次开关。
Vcc
是持续地被调节到
Vstartup
电压水平，直到输出电压再次达到调到调节的电平。
8.7
光耦偏置
调节
(CTRL
引脚
)
典型应用场合下，输出电压
(
电流
< br>)
是在二次侧通过
TL431
或
是其他控制器如
TEA190X
来
检测
。反馈信号是通过光耦传递到原边。光耦将电流信息送到
TEA19361
的
CTRL
引脚（如
图
19
以及
20
所示
）
。
TEA19361T
在
CTRL
引脚上的电压相对固定
（
CTRL
引脚的输入阻抗是
Rint(ctrl)
）
。
它检测流经
光耦的电流。
TEA19361T
将这
个电流与内部的调节电流值（
Iio(reg)ctrl=80uA
）进行比较。差
分信号是通过积分通过一个慢的时间常数
（
ms
级）
。
它
叠加在控制信号上用来设定输出功率。
如果光耦电流（
CTRL
引脚处的电流）超过了调节值（
Iio(reg)ctrl
）
，控制信号减少，这样产生
更低的输出功
率，反之亦然。光耦电流（
CTRL
引脚处的电流）缓慢地调节
并趋于调节值
Iio(rge)ctrl
。这样的结果就是在所
有的功率输出情况下的稳态光耦电流都是恒定的。
图
7
光耦偏置调节
< br>图
7
显示的即为缓慢光耦调节环路的机理
除了上述所说的缓慢光耦电流调节环路之后，<
/p>
CTRL
电流会直接进行功率控制，它是这
样实现的：
通过在一个
6K
的电阻上
面建立电压来实现内部功率控制
（如图
7
所示）
。
它决定
了功率调节环路的瞬
态形为，这和
TEA1836
等
IC<
/p>
类似。对于负载或是线电压的变化是通过
穿上直接光耦电流来控制
，
而慢的偏置环路是是简单地用来设定稳态工作点。
这种调节的
优
点在于：
光耦集电极的寄生参数不
影响环路，所以，在微调环路特性时获得的自由度更大。
不像
传统的的那样，
光耦电流大，
而输出功率变小，
它在所有的功率条件下光耦电流维
持恒定。
因为光耦电流即使在轻载时也只有仅仅
80uA
，负载跃阶到很大功率时会导致最大光耦
电流的降低。
这限制了
可能的功率增加。
为了应对这种可能性，
偏置环路进入了快速调
节模
式（当很大光耦电流减少检测到的时候，如只有
20uA<
/p>
时
,
这样会跌出调节水平）
。快速调节
环路模式可以实现快速输出功率增加。
8.8
突发工作模式（跳周期工作模式，间隙工作模式）
当输出功率低到一定的时候，系统能支持在工作最小功率设定场合
(
如开关频率也在最
小值
)
，它不再减少光耦电流值到调节水平
Iio(reg)ctrl=80uA
。在这个场合下，光耦电流增加
并超过跳周期工作模式的门槛电流
Ith(burst)ctrl
，这样就进入了跳周期工作模式。当在
跳周
期模式的关断时间段里，开关是没有的。因此，光耦电流降低。当它达到低于
Ith(burst)ctrl
值的时候，一个新的跳周期开关又会开
始（见图
8
及图
9
）
。
图
8
提示了此
IC
所有的工作频率都位于
可闻音频之外，最小开关频率是
fsw(min)
，跳
周期模式的重复目标时间段是
tburst
。<
/p>
输出功率的大小决定了每个跳周期阶段的脉冲数量，
在比较大的功率输出情况下，
开关
的数量会增加。
在轻载时，
会降低。
因为跳周期工作模
式不需要关注频谱扎以可以实现轻载
工作，
同时限制了输出的纹
波。
另外，光耦电流在轻载和待机时电流都很低，这样即可以实
现很低的待机功耗。
为了实现极轻载时的高效率，最小开关次
数是设定为
1
。当达到最小开关脉冲后，跳周
< br>期的重复时间段就不能再减小了。
随着功率降低，
单脉冲
的重复率同样也降到一个很低的值，
为了进一步提高轻载能效（包括输入功耗和轻载效率
）
，在跳周期工作模式下的没有开关周
期时
IC
消耗的电流降到了低至
240uA
。
图
8
跳周期工作模式
< br>为了实现在增加输出负载时的良好的瞬态响应，当
Ictrl
跌到低于
Istart(burst)
以下时，
系统立即开始开关动作。
它会持续开关直到光耦电流超过
< br>Istart(burst)ctrl=100uA
。
另
一方面，
为
了
实
现
负
载
降
低
时
的
良
好
的
瞬
态
响
应
，
在
负
载
降
低
时
< br>，
当
光
耦
电
流
超
过
I
stop(burst)ctrl=200Ua
时系统马上停止开关。在这二种情形下，
通过内部数字电路计算得到
的开关脉冲周期是被当前的突发工作模式周期所控制。
尽管跳周期模式调节趋向于一个目标的重复频率，
< br>而实际的重复频率是低于这个目标频
率的，
这是因为开关
周期是离散的。
增加或是减少开关脉冲都会导致突发重复频率的阶变化。
图
9
跳周期模式下的瞬态响应
在接下来一个突发周期减少脉冲数量之前，必须确保重复率不能超过目标频率。因此，
在跳周期工作模式的任何时刻，
这实际的跳周期频率是在目标频率的一定
的带宽范围内。
如
果跳周期脉冲数量减少，结果就是增加一个脉
冲，并且带宽并得更宽（如图
10
所示）
。
当跳周期的开通时间是比预期的周期
tburst
时间要长
1.5
倍或
是更长时，
系统切换到正
常在工作模式。
图
10
跳周期频率的上下限值
8.9
软启动
(ISENSE
引脚
)
为了防止在开机或是重启时有可闻
噪声，
IC
集成了软启动功能。当变换器开始开关时，
原边峰值电流通过
15
级缓慢增加到调节的水平
值。
软启动时间常数是
4ms
，通过内部计时器设定。
8.10
驱动引脚
(DRIVER<
/p>
引脚
)
驱动电路的灌电流能力为
300mA
，抽电流能力达
750mA
。这样可以实现
MOSFET
的快
速开通和关断。
驱动输出最大的电压限在
10.5V
。驱动输出引脚可以通过电阻或是直接接到
MOSFET
的
门极进行驱动。
9
限值