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NCP1601
制作的
100W
PFC
升压电路
简介：
本应用注意介绍了使用
NCP160
1
组成的升压式功率因数校正。
图
1<
/p>
给出了电路原理。
下面介绍设计及测量步骤。
NCP1
601A
是安森美公司最新的为小功率
PFC
< br>用设计的产品。它可以工作在两种工作
状态。即断续导通型（
DCM
）和临界导通型（
CRM
）
。
DCM
的特色在于能限制最大开关
频率，以便简化前端的
EMI
设计。而
CRM
型则可以限制电感中的电流应力，以便节省
MOSFET
和快速二极管的成本，尺寸以及可靠性。
通用的小功率
PFC
的控制方法通
常都是采用临界导通型（
CRM
），它可以改变开关频
率，
CRM
方式的开关频率可以变得非常高，它
出现在正弦波零跨跃时。有时，高的开关频
率使得
CRM
方式的
EMI
问题几乎无法解决。当然，
CRM
有一个超过定频
DCM
方式的优
点，即只有较低的峰值电流。这对于
PFC
是非常重要的。
CRM
在大电流应力的
瞬间更可取
一些。
作为结果，
NCP1
601A
开发成具有
DCM
和
CRM
两者优点的
PFC
控制
IC
。
变换器使
用
NCP1601A
在多数应力状态时要工作在
CRM
状态下，
而就在零跨跃的瞬间能工作在
DCM
状态下，
NCP1601A
的工作形式总结于图
2
中。
设计步骤
第一步：确定设计规范
输入电压
85VAC
—
265VAC
50Hz
输出功率
100W/400VDC
开关频率
100KHz
第二步：偏置电源设计
使用一个
1/4W750K
电阻给
Vcc
电容充电以便启动，在最坏情况下，该电阻上的功耗
是
94mW
。
P =
V
/ R = 265
/ 750*102 =
93.6W
辅助绕组偏置源如图
3
所
示。启动后，从电感上附加一个绕组，经过整流给出，
Vcc
要
2
2
高出
NCP1600A
的最小工作电压
9V
，
当<
/p>
PFC
级的
MOSFET
导通时，
电感初级的电压为
Vin
，
二次绕组上的电压为
Vin / N
，该电压经过整流后接到电容
C1
上，当
< br>PFC
级二级管导通时，
电感初级绕组上的电压成为
(Vin-Vout)
，
此时二次绕组上的
电压成为
(Vout-Vin)/N
，
这个电压
加到电容
C2
上，作为结果，
Vcc
的偏置电压将是
Vout/N<
/p>
，它几乎是恒定的，而不管
50Hz
的交
流输入电压如何变化。
Vcc =
V
C1
+V
C2
= Vin / N + (Vout-Vin) / N = Vout / N >
Vcc
(OFF)
这样，辅助绕组
的匝比
N
选做
25:1
，即
Vcc =16V
。
Vcc
= Vout / N = 400 /25 =16V
给
V
cc
处接一个
120uF
电容，按照经
验在启动期间的
228ms
中是足够了。
NCP1601A
消耗的典型值为
2.5mA
，欠压锁定值为
4.75V
。
Tstart = C*dV / I = 228 ms
出于保护的目的，加一个箝位齐纳二极管
MZP4745A
，以便于防止瞬间过压。
第三步：假设一个转换效率
效率
η
通常假设为
90%
，输入功率为
111W
，此输入功率将迅速用于以下几步的计
算。
P in = Pout
/
η
= 100 / 90% = 111W
第四步：计算电流应力
最坏情况下，
输入电流的最大值发生在输入
AC85V
时，
输入的
RMS
电流
I ac
是
1.31A
。<
/p>
这是指
AC
电流是均方根值。此电流应力
主要加在整流器的前端。
I ac = P in / Vac =111 / 85
=1.31A
同时最大电流应力在
PFC
的临界型中是
3.7A
。
I
pk = 2 2
1/2
*
Iac = 3.7A
这个电流应力影响元件的选择，包括电流检测电阻，功率
MOSFET
，二极管及电感。
第五步：振荡电容设计
最大功率在
V control =
1V
的最坏情况下的
AC85V
时得
到。
C ramp = (Pin / Vac2 ) * 2L I ch = 706
pf
而在
NCP1601A
内的斜波
端接了一支
20pf
的电容，斜波电容的选择要尽可能小，以
便
限制最大的功率传输。对于临界状态，外部再接一支
680p
f
电容，对此应用就足够好了。
C ramp = 680pf
对于
C ramp
的这个值，控制电压
V control
在高线及低线条件下得到：在低线时
85V
V control = 2 L Ich * Pin / C ramp *
Vac
= 1.01 V
而在高线时
265 Vac,
V
control = 2 L I ch * Pin / C ramp * Vac
= 0.1V
第八步：
检查开关周期以确保
< br>CRM
时处在正弦峰顶，
在低线
85VAC
时，
开关周期
(t1+t2
)
以及
MOSFET
在导通的
t1
时间如下所示：
t1+t2 = Vout / (Vout
–
Vin ) * (C ramp * V control
/ Ich ) = 10.11uS > T
t1 = C ramp * V
control / I ch = 7.07 uS
在高线
265VAC
时，开关周期
(t1 +t2 )
及
MOSFET
在导通的
t1
时如下：
t1 +t2 = Vout / (Vout
–
Vin) * ( Cramp *V control
/I ch ) = 11.1uS > T
t1 = C ramp *
Vcontrol / Ich ) = 0.7 uS
如同开关周期一样长过
DCM
的开关周期
T
，电路工作在
CRM
状态。而且最大电流应
力被最小化了。
第九步：电流检测电阻设计
设置电流
检测电阻
Rcs
，
Rcs
定义为零电流阈值
Ib
ZCD
及过流保护阈值
I
L OCP
，分别由
以下两式给出：
I
L OCP
= ( Rs
*200uA
–
3.2mV )/ R cs
I
L ZCD
= ( Rs
*14uA
–
7.5 mV ) / Rcs
由于
I
L
ZCD
已经大于零，
Rs
就必须大于
535.7
Ω
,
此时给出
I
L
ZCD
>0
，当
Rs
非常接近
535.7
Ω
时，
I
LOCP
/ I
L ZCD
=
26000
。而且
I
L
ZCD
可以比
I
L OCP
非常小。例如：如果最大
应力
电流为
3.7A
，那末
R cs
为
28m
Ω
,
I
L ZCD
为
< br>143uA
。
Rcs
= ( Rs *200uA
–
3.2mv ) / I
L OCP
=
0.028
Ω
I
L ZCD
= (Rs * 14 uA
–
7.5mv) / Rcs = 143uA
当然，由于误差的存在，只能在实际设计中尽量使之接近。
<
/p>
当
Rcs
的值为
0.05
Ω
时，其功耗为
129mW<
/p>
。
Pd =
Iac
2
* Rcs * 1.5 = 129 mW
为了能有
I L OCP = 3.7A
，
Rs
将必须是
941
Ω
.
Rs = (Rcs *
I
L OCP
+ 3.2 mV) / 200uA =
941
Ω
941
Ω
不是标准值，如果取
Rs
为
1K
Ω
,
那末
I
L
OCP
以及
I
L ZCD
给出如下二式：
I
L OCP
= (Rs *200uA - 3.2mV)
/ Rcs = 3.936A
I
L
ZCD
= (Rs * 14uA
–
7.5mV) / Rcs = 130mA
第十步：
输出电容设计
输出电容的选择通常由
所要求的维持时间或可以接受的负载上的纹波电压来决定。
作为
经验法则，输出电容通常设定为
1uF/W
，因此，输出
100W
的应用需要
100uF
的输出电容。
即
Cout =
100uF/450V
。
保持时间
T hold
为电源在线路电
压跌落后需要保持其电压在规范范围内的时间。
C = 2Pout * t hold / ( Vout min2
–
V op min )
此处，
Vout min
是在满载时输出稳压的电压值。
Vop min
是由
PFC
的驱动负载上的最
小电压值。由于没有保持时间的实际规范，这一项在此处没有进一步研究。
主要在
PFC
电路中的纹波元件是其整流的交流
线路频率，因为它很难被电感和电容滤
掉，
CCM
或
DCM
方式工作主要影响开关频率的纹波，它总是
少于整流线路频率的纹波的。因
此，将其忽略。
2
2
PFC
的低频输出级可
以简化成图
4
。线路频率电流源是一个整流过的正弦波，而且其
均
方根值
Iout
rms
简化成
Pout /
Vout
，因此，
Iout pk-
pk
的峰峰值表示为：
Iout pk-pk = 1.414* Ioutrms = 0.354A
现在
，电容仅作为图
4
电路中的储能的中间环节，其放电时间为线路
频率的
1/4
，如图
5
所示。
T
discharge = 0.25 *1/ f
L
因此，低频输出纹波可以从下式求出：
dV = I dt / C =( 0.354 *
1/4*1/50)/100*10
-6
= 17.7V <
/p>
出于安全起见，
450V
标称的输出电容
被推荐在此使用，它是以应付
400V
的
RMS
电压。
另一方面，在
NCP1601A
的
PFC
< br>中，瞬时输出电压会影响瞬时的控制电压，
V
CONT
ROT
。如
果输出电压纹波太大，
它会
使控制电压上也有大波动。
因而会使功率因数值惊人地减少。
因
为这是为了满足高的动态控制电压。
第
11
步：输入滤波设计
CRM
或
DCM
的
PFC
电路需要一个输入滤波电路以便将高频电流旁路掉。
使输入电流仅由
低频部分组成。最简单的滤波电路就是跨跃两输入端的电容
CF
如图
6
所
示。假设输入阻抗
Zin
加入到
AC<
/p>
输出源，而其输入阻抗值未知。且在多数应用中是可忽略的。因此，加入一
个差模滤波电感
Lf
，去计算其电流。该差模电感通常
存在于共模电感的形式。
高频源是
电感电流
I
L
。
其高频等效电路示于图
7
，
其矢量图
画出，
高频电流
I
L
< br>的百分比
得以进入输入边，公式如下：
Iin / I
L
=
< br>（
1/
（
2
π
fCf
））
/[2
π
fLf -1/
（
2
π
fCf
）
] =
（
1/4
π
2
f
2
Lf
Cf-1
）
=0.31%
此处，
Lf = 1MHz
，
Cf =
1
μ
F
。
<
/p>
另一方面，附加的滤波电容
Cf
还带出一
个低频电流
If
，如图
8
示。它增加了整个输入
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